PPAB1 forstærker med United EL38/6CN6/807

[tctla]

Spændende Henning.
Vi skal lige have en lille debat om Klasse-A, og definitionen på denne, på et tidspunkt.
For nu er jeg her bare fordi, jeg i et ubevogtet øjeblik lovede, at min kone ville oversætte det russiske datablad for Г-807.
Hermed er vedhæftet dataene scannet fra een af mine russiske rør-databøger og tilføjet hendes engelske oversættelser.
Det er nu ikke fordi disse data tilføjer megen viden, som ikke i forvejen er kendt, men nu er de her så i original russisk form anno 1962.

Mvh,

/Torben

[spuncut]

Hej Torben
Den definition jeg anvender her går på at ingen af udgangsrørene er strømløse ved nominel belastning, her 8Ohm.
MVH Henning

[spuncut]

Hvad er Blocking Distortion
Et udfordring ved konstruktion af AB1-forstærkere er netop at holde forstærkeren lige under B2-tilstand, altså at udstyre udgangsrørene til liiige før der går strøm i styregitteret. G1 er typisk koblet gennem en skillekondensator fra fasesplitter og denne kondensator kan gå hen og blive smertens barn hvis forstærkeren overstyres til over 0V og udgangsrørene trækker strøm i G1.
Ofte er det sådan med elektronik at man får nogle kredsløb med i købet som man ikke har bedt om. I nærværende tilfælde danner G1 en virtuel diode som trækker strøm når spændingen kommer over 0V, seriekondensatoren sidder der for at adskille DC-spændingen fra fasesplitteren, man ender således op med et kredsløb som er kendt som en Negativ Clamper:

negativeclamper.png

Alt afhængig at belastningen kan den Negative Clamper rykke på signalets centerlinje, DC-niveau med en værdi på op til signalets spids-spænding (Vpp). I dette tilfælde arbejder vi med en signalspænding på omkring 50Vpp, det kan således risiko for at rykke signalets DC-niveau med op til 25V i negativ retning. I den periode hvor kondensatoren kan holde ladningen vil bias således være væsentligt reduceret, med væsentligt forøget cross-over-forvrængning til følge eller måske klippes signalet helt ud indtil kondensatoren er afladet.
Alt i alt så lyder blocking-distortion ganske forfærdeligt og man bør implementere tiltag i sin konstruktion som skal søge at holde bias upåvirkelig af G1-strøm og således eliminere blocking-distortion.
MVH Henning

[spuncut]

Vi er derhenne hvor vi kan begynde at kigge på et diagram, dog meget beta.
Der er stadig en hel del emner der er uafklaret, hvilket klart fremgår af de manglende komponentværdier og sikkert en del fejl, men sådan i det store hele tænker jeg noget i denne stil.

PPAB1-forstærker-med-United-EL386CN6807-Beta-01.png

Her er diagrammet i en PDF med bedre opløsning:

PPAB1 forstærker med United EL386CN6807 Beta 01.pdf

MVH Henning

[tctla]

Nu taber jeg da underkæben..
Du har lavet præcis den type udgang/driver, som jeg har i tankerne.
Ja, faktisk HAR jeg allerede bygget det med trioder i udgangen i stedet for pentoder.
Men, de problemer du omtaler ovenfor mht. blocking distortion, gitter-1 strøm, AC-kobling og klasse AB1 det harmonerer rigtig dårligt med det diagram, du har tegnet.
Faktisk har du netop løst alle disse problemer ved, at anvende DC koblede katode-følgere som drivere til udgangsrørene.
Du har dermed ingen blocking distortion, du kan uden videre tillade gitter-1 strøm i udgangs-rørene så vi er i klasse AB2, og du har en ultra-stabil udgang, der ikke løber løbsk i HF-selvsving pga. den lave udgangs-impedans på driverne.
Jeg anerkender, at du arbejder med de problemstillinger, som du gør, men i mine øjne har du foretaget et kvantumspring over dem alle ved, at tegne det diagram, du har vedhæftet.
Tro mig, det VIRKER ! Det virker ISÆR fordi, de rør der anvendes som udgangsrør netop fint tåler Gitter-1 strøm (som alle af-arter af 6L6, inkl. f.eks 6V6)

Mvh,

/Torben

EDIT:
Fandt diagrammet til den klasse AB2 udgang med trioder, jeg har bygget.
Her vedhæftet.
Beklager, hvis det ikke er så overskueligt, men i virkeligheden er det næsten et 1:1 kopi af Hennings.
Dog har jeg benyttet CCS-kredsløb i stedet for katode-modstande i driver-rørene.
Forklaring her til følger.

[spuncut]

Tak tcla, jeg har muligvis skyllet "AB1-barnet" ud med vaskevandet og det ligger der selvfølgelig nogle overvejelser til grund for:
Der eksisterer en del måder hvorpå man kan dæmme op for blockingdistortion (og sikkert flere end de følgende):

1. Man kan fifle med skillekondensator og gitterstopmodstand og på den måde søge at minimere problemet ved at reducere gitterstrømmen og den periode hvor blockingdistortion indtræder, men det koster båndbredde. Denne fremgangsmåde, som ofte anvendes i guitarforstærkere, eliminerer ikke blockingdistortion men minimerer blot generne.

2. Man kan reducere spændingssvinget fra fasesplitter, således at fasesplitteren klipper før der optræder gitterstrøm. Men for at opnå en stabil løsning med denne fremgangsmåde er man tvunget til at klippe et godt stykke under 0V, så det koster en del effekt.

3. Så er der denne løsning:
https://www.youtube.com/watch?v=qLJSLz3UUsM
Men den kræver at biasspændingen fordobles.

4. Den dyre løsning. Man kan indrette driver således at den kan leve med gitterstrøm (!) Ved at anvende en DC-koblet katodefølger til at drive udgangsrør elimineres behovet for skillekondensator:
Ingen skillekondensator - ingen blockingdistortion
og den gordiske knude er løst . Det kræver dog at bias passerer gennem katodefølgeren og det kan måske medføre at bias driver over længere tid, men så må der etableres en enkel biasjustering der kan foretages ofte, det er jo ikke et ligefrem et konsumerprodukt der er under konstruktion.
Så kan man jo med rette spørge om man laver en AB2-forstærker og det gør man jo, sådan set. Men det er den mest stabile løsning og rørene lider, på ingen måde, overlast. Desuden opnås der ikke mere effekt da udgangsrøret allerede er i mætning ved 0V. Skal man køre "rigtig" AB2, med øget udgangseffekt, kræves der en varmere bias og en udgangstransformator med lavere impedans (og der venter jeg spændt på hvordan tcla vil konstruere sådan en sag ) Jeg vælger derfor at kalde denne konfiguration for: "AB2-light" eller "AB1,5". Så må jeg se om jeg kan slippe afsted med det, uden for mange tilråb.

@tcla: Konstantstrømsgenerator i katode er da en vildt god ide . Det tiltag må absolut stabilisere bias på den lange bane og kombineres det med biasregulatorene fra mit diagram er der udelukkende katodefølgerens drift i stejlhed der påvirker den biasspænding der når frem til udgangsrør.
Er konstantstrømsgeneratoren lavet med transistor og zenerdiode, har du anvendt en trebens-regulator, eller?
MVH Henning

[tctla]

Er konstantstrømsgeneratoren lavet med transistor og zenerdiode, har du anvendt en trebens-regulator, eller?
MVH Henning

Lige et hurtigt svar vedr. CCS-kredsløbet.
Hvis du downloader den pdf-fil, jeg har vedhæftet i min sidste post, så kan du se hvordan CCS'en er lavet.
( CCS = Constant-Current-Sink også kaldet en konstant-strøm generator. )
Treben-regulatoren har ikke en ret stor udgangs-impedans og vil give dårlig frekvensgang hvis benyttet.
Min løsning har en langt større udgangs-impedans på nok 2-5MOhm, der ikke vil degradere frekvensgangen.
Alternativet, en modstand, som på dit diagram, vil være et problem, da denne modstand normalt vælges 10-22KOhm.

Læs vedhæftede ang. CCS

mvh,

/Torben

[spuncut]

Jeg skulle lige ha' renset min mus så jeg kunne scrolle ned på siden.
Aha! cascodekoblet strømgenerator
MVH Henning

[spuncut]

Diagram Beta 02.
Channel 1:

807-PP-AB2-Light--Ch1-Beta-02-1.png

Der er kommet cascodekoblede strømgeneratorer i bunden af katodefølgere jvf. tcla's forslag. Og nu da vi er igang med strømgeneratorer kan den langhalede fasesplitter også ligesågodt få en endnu længere hale i form af en strømgenerator. Det giver bedre symmetri og lavere ligeordens forvrængning.
Jeg ser lige nu at jeg har glemt at tage højde for biasspændingens tab gennem katodefølgeren, justeringsområdet for "Bias supply" 1 og 2 skal således ændres.
Desuden er jeg noget i tvivl om 6SN7GT egner sig som indgangsrør, der kommer muligvis til at mangle råforstærkning til at opnå en fornuftig modkoblingsfaktor. 6SL7 kunne måske være et bedre alternativ, forslag modtages, gerne "Coke bottle"/Octal-trioder.

Power Supply:

807-PP-AB2-Light-Power-Supply-Beta-02-2.png

Strømforsyningen fik sin egen side da jeg løb tør for plads.
Det blev nødvendigt med en forsinket/blød start af højspændingen, idet overslag i fasesplitter og katodefølger potentielt kan destruere strømgeneratorene, men også pga. de mange µF- ladelytter. K301 skal koble ind efter at rørene har varmet i en 30-40 sekunder. Blødstarten sker ved at koble R307 i serie med HT-viklingen, når der er vokset en "rimelig" spænding på "VD" kortsluttes R307 af K302. Måske er det nemmest at smide en lille microcontroller ind til at klare timing og måling, det ville også åbne for kontrolmåling af bias m.m.

G2 supply:
Det har jeg ikke skrevet så meget om, så det er måske på tide.
G2-spændingen stiller pentodens stejlhed, hvis G2 "sagger" så falder 807's forstærkning med forvrængning til følge. 807 bryder sig forøvrigt ikke om mere end 300V på G2. Jeg har derfor valgt at lægge G2-spændingen fast med et reguleringskredsløb bestående af to 0D3-koldkatoderør. 0D3 virker som en zenerdiode med en mærkespænding på 150V, to i serie og man har 300V. 300V er dog lige på kanten af hvad 807 kan klare, derfor har jeg indsat en negativ justerbar regulator (LM337) i bunden, hvilket gør at G2-spændingen kan justeres ned til ca. 265V.

Diagram i PDF:

807 PP AB2-Light Beta 02.pdf

MVH Henning

[tctla]

Hej Henning,

Det ser efterhånden ud som en plan, endog en gennembearbejdet een af slagsen
Katodefølger-driveren er selvfølgelig ikke opfundet af hverken dig eller mig, men har været brugt af fabrikanter op gennem 50 og 60'erne.
Måske mest berømt er McIntosh og i een af de første, MC30 diagram vedhæftet, brugte man endda 807 udgangs-rør i forklædning.
Faktisk er et 1614 = 6L6 i metalhus, men da et 807 også = 6L6 rent elektrisk, så går analogien vel an?
Mange andre McIntosh forstærkere anvender også katodefølger-driver princippet.
Ampeg, der primært fabrikerede guitar-forstærkere, var også med på ideen, bl.a i deres SVT2, diagram vedhæftet.
Deres ide med at anvende katodefølger-driver kan dog ikke have været, at drive styregitrene positive på udgangsrørene, men måske snarere at undgå blocking distortion?

Du bruger Indel-trafoer, ser jeg. Jeg har nogle stykker på lager, men har endnu ikke eksperimenteret med dem.
Umiddelbart ser de velkonstruerede ud og de er ikke dyre.
Det bliver spændende at se hvad de formår i din amp.
Du presser i hvert tilfælde ikke udgangsrørene med den valgte anodespænding, så mon ikke du bliver indenfor de specificerede 40Watt for udgangs-trafoen.

Mvh,

/Torben

[spuncut]

Hej Henning,

Det ser efterhånden ud som en plan, endog en gennembearbejdet een af slagsen

Mange tak Torben. Det er væsentligt nemmere at prøve skøre ideer af rent teoretisk end når man har indkøbt rør og trafoer og da der ikke er nogen deadline kan man jo lige så godt bruge god tid på at regne kredsløbene igennem.

Katodefølger-driveren er selvfølgelig ikke opfundet af hverken dig eller mig, men har været brugt af fabrikanter op gennem 50 og 60'erne.
Måske mest berømt er McIntosh og i een af de første, MC30 diagram vedhæftet, brugte man endda 807 udgangs-rør i forklædning.
Faktisk er et 1614 = 6L6 i metalhus, men da et 807 også = 6L6 rent elektrisk, så går analogien vel an?
Mange andre McIntosh forstærkere anvender også katodefølger-driver princippet.

Der har også været en Geloso-forstærker oppe at vende her på forummet der anvendte transistor-emitterfølgere til at drive udgangstrinnets 807-rør i AB2. Geloso'en var formentlig en PA-ting som man søgte at presse mest muligt effekt ud af.

Ampeg, der primært fabrikerede guitar-forstærkere, var også med på ideen, bl.a i deres SVT2, diagram vedhæftet.
Deres ide med at anvende katodefølger-driver kan dog ikke have været, at drive styregitrene positive på udgangsrørene, men måske snarere at undgå blocking distortion?

I denne konstruktion ser jeg også primært katodefølgerne som et middel mod blocking distortion, idet der ikke opnås forhøjet effekt ift. AB1.
Hvis man tager kig på karakteristikken der hvor 807 trækker mest strøm:

sat.PNG

Her ses det at belastningslinjen skærer UG=0V i karakteristikkens vertikale del, hvilket vil sige at 807 er i mætning og kan ikke trække mere strøm. Der opnås således ikke et forøget strømsving ved at køre højere spænding på G1 idet røret allerede trækker fuld skrue når AB2-tilstanden indtræder, belastningslinjen kan ikke række op i det område hvor anodestrømmen stiger.
Hvis der skulle opnås højere effekt ville det kræve højere anodespænding samt at en grov krydsning af effektparablen. Man kan også anvende en transformator med lavere impedans, hvorved belastningslinjen bliver mere stejl og på den måde hente et forøget sving i anodestrøm ved AB2.
Men ved den hældning på belastningslinjen som en 4k-trafo giver og ved en anodespænding som holder belastningslinjen under effektparablen vil der ikke være udsigt til en forøget udgangseffekt som følge af strøm i G1 (korriger mig venligst hvis jeg tager fejl). Det er forøvrigt også derfor jeg tænker at betegnelsen "AB2-Light" ikke er helt ved siden af.

Du bruger Indel-trafoer, ser jeg. Jeg har nogle stykker på lager, men har endnu ikke eksperimenteret med dem.
Umiddelbart ser de velkonstruerede ud og de er ikke dyre.
Det bliver spændende at se hvad de formår i din amp.
Du presser i hvert tilfælde ikke udgangsrørene med den valgte anodespænding, så mon ikke du bliver indenfor de specificerede 40Watt for udgangs-trafoen.

Mvh,

/Torben

40W-trafoen har rigeligt med jern også pga. den ringkerne til forsyningen som jeg kunne finde ikke helt giver 400V ensrettet.
Forsyningsspændingen er ret stiv, G2-spændingen er reguleret og ligger dermed også fast, Bias-spændingerne er også reguleret, alt i alt ender jeg nok op med en meget clean lydende forstærker, måske grænsende til det kedelige. I tidens løb har jeg konstrueret en del guitarforstærkere og inden for den verden er filosofien at alle spændinger helst skal vælte rundt og give mest muligt bidrag til lyden. Denne forstærker skulle gerne afspejle nogle mere optimale arbejdsvilkår for rørene og ender jeg op med noget der mere ligner "Hæderlig transistorlyd" i stedet for en "Interessant rørlyd" så ved jeg hvad der skal gøres.

MVH Henning

[tctla]

Endnu et lille indspark med 807-PP-AB2 der bruger en variant af CF-drive.
Kun til inspiration og til oplysning blandt de medlemmer her, der kan se ideen i CF-drive.
Tråden bliver jo efterhånden en slags kompendium for CF-drive/AB2 for de, som søger.
Og så er der jo det, at viden kan man kun få for lidt af...

Mvh,

/Torben

[spuncut]

Super artikel Torben
Forfatteren er bestemt ikke bange for at udtrykke sine holdninger, men det gør jo artiklen til underholdende læsning:
"Out there in the fertile minds of the audio mania public, the simple-as-dirt SE triode amp somehow got twisted up in a web of bizarre holistic single-ended intrigue, becoming a symbol for something bigger than bigness itself, occupying the sphere of creative lifestyle mapping and even taking on a deep spiritual new-agey dimension ..."
I dagens verden hvor simplicitet giver flere likes end realisme er han vel ikke helt ved siden af.
Vigtige pointer er, som jeg læser det, at SE-forstærkeren kræver farligt meget jern pr. watt, at simplicitet ikke direkte kan kobles til vellyd og at effektivitet kræver kompleksitet, samt at holistiske betragtninger og teknik sjældent går godt sammen.
I de diagrameksempler som forfatteren viser er det tydeligt at de er fra perioden hvor Williamson ikke helt er slået igennem, idet der er brugt drosler og interstagetrafoer til at skille DC fra AC. Jeg tænker at det har været vanskeligt at opnå dæmpningsfaktor og båndbredde sammen med stabilitet.
Harold Stephen Black beskrev modkobling helt tilbage i 1927 men det var D.T.N. Williamson der i 1947 offentliggjorde en forstærkerkonstruktion, der i langt højere grad end hidtil set, kunne udnytte modkoblingsprincippet. En af Williamsons afgørende pointer var netop at udskifte den ofte anvendte interstagetrafo med en rørbaseret fasesplitter og på denne måde undgå trafoens fasedrej, hvilket åbnede for en langt mere intensiv brug af modkobling uden tab af stabilitet. Så altså flere rør og højere kompleksitet men også højere stabilitet og i sidste end højere lydkvalitet i form af øget båndbredde og dæmpningsfaktor.
Anvendelsen af spoleværk i forfatterens viste diagrammer midt i forstærkeren må have medført et betydeligt fasedrej hvilket må have begrænset brugen af modkobling.
Eksemplerne viser dog at der blev arbejdet på at få mange watt og at der allerede dengang var en intensiv udvikling i gang med at bryde rammerne for hvad der kunne lade sig gøre med en single ended forstærker, en udvikling som der kan føres helt op til vore dages klasse-D forstærkere.
MVH Henning

[spuncut]

Bias, driver, CCS, 807-pentode
Nu da der er taget stilling til topologien omkring udgangspentoderne kan der regnes på værdier omkring driver og biaskredsløb.

Bias-driver-ccs-pentode-01.png

807-udgangsrør

807.png

Anodespændingen er her sat til 400V, den bliver nok en kende lavere da den, totalt set, bedste ringkernetrafo jeg kunne finde giver 275V:
275 * 1,41 - 1,2 = 387V
(Effektivværdien gange kvadratrod2 minus to diodestræk)
Trafoens kapacitet er valgt ud fra at den skal have en kontinuert strømformåen der ikke ligger alt for langt under forstærkerens spidsforbrug.
Driverne bruger ca. 50mA, fasesplittere ligeså. dertil 10-12mA til indgangstrin. Det bliver 110mA. To udgangsrør kan tilsammen trække 360mA i klasse-B-tilstand og G2 regulatoren regner jeg med skal trække ca. 30mA. Det bliver ialt 500mA i spidsstrømforbrug og trafoen kan levere 400mA kontinuert. Det bliver således et spidsforbrug der er 20% højere end den kontinuerte kapacitet. Indtil det modsatte er bevist vil jeg sige at det er et ok forhold, hvad mener I?
G2-strømmen har jeg estimeret til 7mA ved 300V ud fra Plilips kurveblad, som dog kun viser G2strømmen ned til en G1 spænding på -10V. Men hvis vi skal være konservative medfører 7mA en effekt i G2 på 2,1W ved 300V og det er inden for de tiladelige 3,5W. Man bør dog være særdeles opmærksom på G2-effekten da det er forholdsvist nemt at brænde skærmgitteret af især hvis man, som her, anvender fast reguleret G2-spænding.

6SN7GT-Driver

Driver.png

Som Torben har gjort opmærksom på kan denne triode komme ud for voldsom belastning når katodespændingen kommer over 0V og udgangspentoden begynder at trække gitterstrøm.
Anodespændingen er derfor reduceret til 200V, dels for at reducere effekten i trioden ved AB2-tilstand men også for at reducere risikoen for at brænde strømgeneratoren af hvis trioden skulle finde på at lave nøkker. Strømgeneratoren kan holde til 300V, men da strømgeneratoren er forsynet fra -58V kan der teoretisk komme til at ligge 258V over strømgeneratoren ved 200V anodespænding på trioden. Hvis denne konstruktion kommer til at koste for mange driverrør, kan man da overvejs at indsætte en gitterstopmodstand i pentodens G1, vi får se. Der er fastlagt en strøm gennem trioden på 6mA og ved at anvende anodekarakteristikken for 6SN7 kan der aflæses at der kommer til at ligge lidt over 8V fra katode til G1. De 8V husker vi lige indtil vi kommer til biaskredsløbet.

Cascode current sink

CCS3.png

Da pentodens biasspænding skal ligge på drivertriodens katode er det ikke hensigtsmæssigt at anvende en almindelig modstand, derfor blev der, med kyndig instruktion fra Torben, indsat en solidstate cascode current sink (CCS). Det fulde skrift hvor Morgan Jones, blandt mange andre emner, beskriver denne strømgenerator er så
absolut værd at læse for rørnørder. Tak til Torben for at gøre opmærksom på Morgan Jones.
Til konstruktion af CCS har jeg anvendt nedenstående regnenark:

CCS6mA.png

Sorte værdier kan indtastes, blå værdier er beregnede.
Parametret VoMin på -49,2V angiver den mindst mulige spænding på udgangen hvor strømmen på 6mA kan opretholdes, det er med andre ord lige til øllet da vi gerne skulle have haft et spændingssving ned til -50V. Det kommer sig af at der kun er -58V til rådighed efter regulering og ved laveste forsyningsspænding (-10%) og fordi CCS'en bruger 8,8V. (Vloss). Ser man på anodekarakteristikken bliver pentoden strømløs ved ca. -40V det er derfor alt rigeligt at spændingssvinget går ned til -49,2V.

Biaskredsløb

Bias-circuit.png

Der skal ligge -25V på pentodens G1/drivertriodens katode, vi husker fra tidligere at der skal ligge en spænding der er 8V lavere på drivertriodens G1 end på katoden:
-25 - 8 = -33V
Der blev i det tidligere diagram anvendt en spændingsregulator for hver biasspænding, hvilket jo var vildt overkil og fuldstændigt unødvendigt. Spændingsregulatorene er hermed udskiftet med simple spændingsdelere. Biasspændingen kan justeres fra -38V til -29V. Lavpasfilteret efter spændingsdeleren (R3, C2 og C3) er indsat for at afkoble den "antenne" der udgøres af spændingsdeleren. I det tidligere diagram havde jeg skrevet "Cer." for keramisk ved C3, det er dog en dårlig ide at anvende en notorisk mikrofonisk komponent i signalvejen. C3 må blive en mindre micakondensator eller anden HF-duelig afkoblingskondensator.
MVH Henning

[tctla]

Som Torben har gjort opmærksom på kan denne triode komme ud for voldsom belastning når katodespændingen kommer over 0V og udgangspentoden begynder at trække gitterstrøm.
Anodespændingen er derfor reduceret til 200V, dels for at reducere effekten i trioden ved AB2-tilstand men også for at reducere risikoen for at brænde strømgeneratoren af hvis trioden skulle finde på at lave nøkker. Strømgeneratoren kan holde til 300V, men da strømgeneratoren er forsynet fra -58V kan der teoretisk komme til at ligge 258V over strømgeneratoren ved 200V anodespænding på trioden. Hvis denne konstruktion kommer til at koste for mange driverrør, kan man da overvejs at indsætte en gitterstopmodstand i pentodens G1, vi får se. Der er fastlagt en strøm gennem trioden på 6mA og ved at anvende anodekarakteristikken for 6SN7 kan der aflæses at der kommer til at ligge lidt over 8V fra katode til G1. De 8V husker vi lige indtil vi kommer til biaskredsløbet.

MVH Henning

Hej Henning,

Der arbejdes på højtryk i sommer-heden, kan jeg se.
Vedr. ovenstående, så gør du dig nogle unødige bekymringer, mener jeg.
HVIS CCS'en virkelig ville kunne komme ud for den overbelastning, som du beskriver, så tænk lige hvad, det vil betyde for det stakkels EL38/807 LANGT inden, det vil få betydning for CCS-transistorerne.
På 807 databladet opgives ingen Gitter-1 spænding større end +30V, og i praksis vil man nok ikke få brug for mere end rundt det halve, så CCS'en har et max. spændings-sving (58V+15V) 73V over sig ligegyldigt hvad, anodespændingen er på CF-røret.
Effekttabet i CF-røret er selvfølgelig afhængig af spændings-faldet over det, så ud fra den betragtning, er det fornuftigt nok, at sænke forsynings-spændingen.
Så er der det med lineariteten, og her peger en højere forsynings-spænding nok på en forbedring.
Alt sammen noget, man kan undersøge og optimere ved målinger på den aktuelle opstilling.

Tænk IKKE på at indsætte en "beskyttelses-modstand" mellem CF'en og G-1 på udgangsrøret. Så er det slut med AB2, selvom man dog stadigvæk sikkert vil kunne drage fordel af minimeret blocking-distortion.

Mvh,

/Torben