Vintagehifi.dk

Som beskrevet tidligere har jeg erstattet 2S’erne med IRFP140 og IRFP9140 – dog kun i forstærkere til almindeligt brug, uden hensyn til lydkvaliteten – og det virkede. Om det lyder godt eller ej, skal jeg ikke kunne sige.

Hvis man ender med en løsning, hvor den dobbelte strøm løber i driverne, vil C4 på 22 pF ( Miller‑kapacitansen ) måske også kunne øges til 39–47 pF uden at skade båndbredden nævneværdigt.

Det er egentlig lidt sjovt, her tilføjer man en Miller‑kapacitans for at opnå stabilitet, mens man andre steder bygger totempole‑konstruktioner – både single‑stage og differential – for at undgå den. I højfrekvensdesigns, jeg har lavet, har jeg nogle gange udkompenseret den induktivt.

Mht. BD139 i termisk kontakt med kølefladen for IRFP’erne kan det være en mulighed. En anden løsning, jeg eksperimenterede med i 2S’ernes tid, var at aflæse temperaturkoefficienten i databladet og indsætte en NTC 33k med en beregnet temperaturgradient på B = 4300, så vidt jeg husker. Ikke fordi det var nødvendigt, trinnet var jo stabilt, men det blev endnu mere stabilt. Jeg har ledt efter de gamle beregninger for dette trin, men har ikke kunnet finde dem. Det kunne måske være en mulighed at beregne en passende temperaturgradient for en NTC og bruge den som temperaturkompensering. Just an idea.

Mvh Smoelfen

Stadig en meget interessant tråd.
Jeg blev lidt nysgerrig på vertikal vs lateral Mos-fetter. Den hybrid, jeg har rodet med et stykke tid er inspireret af Crofts Series 7. Croft brugte mange forskellige mosfetter i udgangen. I en af de senere versioner brugte han ECW20N20/ECW20P20. Det er moderne laterale Mosfetter. (Databladet opgiver desværre ikke Rdson) I "klonen" brugte jeg til at begynde med 2SK227/2SJ83, som elektrisk er identisk med SK135/SJ70. Jeg syntes dog de gav en lidt for høj udgangsimpedans (ca. 2 ohm) og dermed for lav dæmpningsfaktor. Da jeg så Nelson Pass bruge IRFP'erne prøvede jeg dem og fik impedansen ned omkring 1,5 ohm (dampningsfaktor i 8 ohm ved Zud= 2: 4, Zud=1,5ohm: 5,3).

Klarskov skrev: 14 apr 2026, 15:05 Stadig en meget interessant tråd.
Jeg blev lidt nysgerrig på vertikal vs lateral Mos-fetter. Den hybrid, jeg har rodet med et stykke tid er inspireret af Crofts Series 7. Croft brugte mange forskellige mosfetter i udgangen. I en af de senere versioner brugte han ECW20N20/ECW20P20. Det er moderne laterale Mosfetter. (Databladet opgiver desværre ikke Rdson) I "klonen" brugte jeg til at begynde med 2SK227/2SJ83, som elektrisk er identisk med SK135/SJ70. Jeg syntes dog de gav en lidt for høj udgangsimpedans (ca. 2 ohm) og dermed for lav dæmpningsfaktor. Da jeg så Nelson Pass bruge IRFP'erne prøvede jeg dem og fik impedansen ned omkring 1,5 ohm (dampningsfaktor i 8 ohm ved Zud= 2: 4, Zud=1,5ohm: 5,3).

2SK227/2SJ83 var de mosfetter Mitronic satte i PA100. Hitachi's fets blev leveret i "H-pak" (el. D20) hus og gav bedre måledata end 2SK135/2SJ50 ifølge Bjørn Jerle... ejer af firmaet "Mitronic". PA100 var Lars Vester's og midt på udgangsmodulerne var en lille forseglet kasse af plast som indeholdt hele indgangstrinnet. Tror de kaldte dem "Mantra moduler". elektronikken var gemt

Efter hard-wiring af to forskellige design's på træplader, Hitachi's kredsløb og "Teleprint 811001", har det vist sig hvor vigtigt det er for forstærkeren's stabilitet med et godt print layout....forskellen på Mitronic's to forskellige layout's, en for TO-3 og en anden for H-pak, viser tydeligt, at afstande fra plus og minus forsyningen ( og resten af komponenterne) til transistorerne er noget længere for TO-3 husene. ... de små forskelle i geometri og mekanisk konstruktion imellem de to transistor typer, kunne sagtens give en fordel til H-pak transistorerne.

I diagrammet fra 1982 viser Mitronic fejl som ville have blæst hovedet af flere transistorer...Fejl er rettet på viste diagram....Heldigvis var de kostbare moduler ok... det ene H-pak modul brændte af , og da Mitronic sendte erstatnings modulet var det med 2SK135/2SJ50 TO-3....allerede 9 måneder senere var H-pak udgået fra Hitachi.

.... hvad der var indeholdt i "Mantra" modulet er "streget af" på den overmalede diagramtegning...

IRFP140/240 og lignende er uegnede til den viste forstærker

Det kan godt lade sig gøre at bruge IRFP240/IRFP9240....de kørte meget fint i begge kredsløb ( Hitachi's PNP og "Teleprint 811001"s NPN)

Men først efter jeg fik luget ud i mine fejl.... IRFP'erne bliver ikke brugt, men de har givet en bedre forståelse når målet er en stabil mosfet forstærker.

En dum fejl var den 47 BP som erstattede to 4,7uF tantaler (ryg mod ryg) fra emitteren på T2 og T3....overbevist om at vi skulle længere ned i frekvens, og så stor forstærkning som kunne opnås...kom vi til at slås med selvsving, parasitter og andet bøvl...med et forslag om at fjerne de 47uF faldt forstærkningen med over 20dB og så var der en fin sinus på oscilloskopet...et par 2 x 1K i begge gate's og lidt mere power fra T2 og T3's kollektorer kom der ro på....men IRFP kan bruges hvis man afkorter forsynings længden og afstanden fra T1's og T5's kollektorer til IRFP'ernes gates.

... om mosfet’s fra tiden i 1981...hvor Ny Elektronik’s 60Watt’s konstruktion med ILP MOS128 modulerne satte gang i salget og blev solgt fra BN Elektronik inklusive kasse til 1000kr pr. monotrin. ILP MOS128 adskilte sig lydmæssigt fra meget af det vi kendte ved at gøre bassen's antrit hurtigere.... sådan blev det oplevet....

Prisen på ca 2.000kr for to monotrin var noget af en pris , fordi Audioscan i 1981 kunne tilbyde en mosfet forstærker Nikko Alpha III til 2.595,-kr......

Mitronic solgte færdig monterede moduler PA100 på 100 Watt . Det ene modul viste ustabilitet.... kontaktede derfor Mitronic og fik tilsendt et helt nyt udgangsprint (denne gang med sk135/j50) plus to nye ”Mantra M100” indgangs moduler......
Dengang skjulte man hvilke komponenter der sad i M100 modulerne ...som den grønne epoxylak antyder på foto’et fra ’83...

Vedhæftet diagram over ”Mantra M100” modulet..... senere da PA 100 forstærkeren blev lagt ud på CadInt, blev det uden M100 modulet i plasthus ... ingen skjulte komponenter.

27. juli 2026 ændringer af Teleprint 811001 og test.

I dag lykkedes det at få Teleprint 811001 forstærkeren til at levere sinus....

Teleprint forstærker projektet nærmer sig en afslutning, og det følgende er et forsøg på at forklare hvad ændringerne har medført . Der kommer senere en komplet stykliste plus diagramoversigt og måske en samlet analyse af viste forbedrede Teleprint mosfet forstærker.

Ændringer:

Siden første udlæg februar 2026 er C3 ændret til 2,2uF, C14 ændret til 47pF før gate modstandene R12 og R14, som nu er 220R.

Der er tilføjet 2 styk sikkerheds modstande R18 og R19 470R . Svigter trimmepot P1 holder de to 470 modstande forstærkerens DC spændings værdier nogenlunde på plads , og sikrer at ubalance i indgangstrinnet ikke brænder transistorerne af.

Der er tilføjet C15 27p og C4 er ligeledes ændret til 27p ... R17 er ændret til 2,2R.

Netværket med D1, D2 (1N4148) og de to 10V zenerdioder DZ3, DZ4 begrænser gate til source spændingen Vgs til maksimalt ca. 10,7V.

Nemt at justere forstærkeren til 0 Volt DC-out. 0.85°C/W Fischer SK85 skal hjælpes med en tyk 4mm alu-bundplade hvis forstærkeren bruges ved 50% kontinuerlig power.

NB. rettelse: R7 rettet til 120R

Hvorfor ændre ”Miller” kondensatoren:

Oprindeligt var der kun én ”Miller” kondensator C4 22pF i det oprindelige Teleprint diagram . De nye og forbedrede Sanyo 2SA1370 transistorer skulle gerne være en del af forstærkeren, og derfor gik beregningen på at finde den frekvens hvor C4 på 22pF ville begynde at rulle af og flytte fasen.

Knækfrekvens: fp = 1/ 2 x pi x 3300R x 22 x 10-12F = 2,19 MHz

Ved at skifte C4 og C15 til 27pF:

Knækfrekvens: fp = 1/ 2 x pi x 3300R x 27 x 10-12F = 1,79MHz

For at reducere risiko’en for selvsving: fasebøjning i et RC-led starter lang tid før knækfrekvensen... måske en dekade før knækfrekvensen. Ved knækfrekvensen (fp) er fasedrejet –45 grader... fasedrejet når sit maksimale punkt –90 grader en dekade over knækfrekvensen. Med de nye 27pF kondensatorer: - 45 grader ved 1,79MHz / - 90 grader ved 17,9MHz.

Indrømmer at jeg befinder mig lidt udenfor ”safe” arealet, men på oscilloskopet og med belastning på udgangen er forstærkeren fuldstændig rolig. Under alle omstændigheder ser forstærker kredsløbet symmetrisk ud ... og jeg har fjernet en eventuel asymmetri i højfrekvens responsen...samtidig er en dominerende pol sænket fra 2,19MHz til 1,79MHz ....

C14 ..en gate shunt?:

C14 47pF som sidder mellem T1’s kollektor (VAS udgang), og kollektoren på T5 (strømspejlet’s udgang)... C14 gate en shunt?

VAS-trinnet har en høj open-loop udgangsimpendans . Hitachi udgangstransistorerne 2SK135/2SJ50 har stor indgangs kapacitet (Ciss) på: SK135 = 600pF / SJ50 = 900pF

Ved meget høje frekvenser vil C14 47pF derfor kortslutte vejen for AC-signaler før de når Hitachi transistorernes gate kapaciteter . C14 skulle sørge for at spændingsforskellen mellem de to gates holdes stabil...dermed modvirker C14 højfrekvent støj og selvsving .... C14 skulle medvirke til at de hurtige udgangs transistorer ikke oscillerer i GHz- eller det høje MHz område.


27. juli 2026 testede vi forstærkeren:

+- 45VDC fra ”made in China” forsyningen , forstærkeren har ca 33 ganges forstærkning. Ved 8 watt afsat i 8 Ohm’s load viste begge kanaler ca 0,06% ~ 0,07% forvrængning på HP’s distortion analyzer....forvrængningen bliver lavere i takt med forbruget af mA (til en grænse!)
Der var ikke antydning af spikes , induceret 50-60 brum eller ustabilitet på oscilloskopet.

Vi har endnu ikke målt frekvensgang ellet lyttet til Teleprint forstærkeren...når der i nær fremtid løber de ønskede 100mA igennem de to Hitachi udgangstransistorer kommer det sidste indlæg.

Kim

Teleprint mosfet forstærkeren fra 1980 er for de fleste et afsluttet kapitel....derfor er dette indlæg med IRFP 240/9240 nok også ligegyldigt......men ligemeget.... nu er der i hvert fald mulighed for at bygge en mosfet forstærker med vertikale fets, hvis man ikke lige har de ”rigtige” Hitachi fets fra dengang...

Der er på diagrammet tilføjet en VBE-multiplier til Hitachi forstærkeren, selvom de to IRFP 240/9240 ikke trak afsted med strømmen selvom de blev pænt varme.....
Justering af DC off-set tilføjet....

.... 240/9240 spillede ok da vi sluttede +-45V til dem ....

Tilføjer man VBE-multipliereren skulle den holde jævn strøm i udgangstransistorerne . Bliver forstærkeren for varm, skruer kredsløbet ned for strømmen,....

Vertikale mosfets (IRFP240/9240) behøver en VBE-multiplier da IRFP240 og IRFP9240 ”løber med tomgangs strømmen”..... jo varmere de bliver er der risiko for at de løber løbsk . VBE-multiplier transistoren sidder på kølepladen og "skruer ned" for spændingen i takt med at varmen stiger.

Laterale mosfets (2SK135/2SJ50) behøver ikke en VBE-multiplier. De passer på sig selv.... De har en indbygget "bremse" (negativ temperaturkoefficient) ved normale tomgangsstrømme... et fast potentiometer er nok til at indstille dem.... de behøver ikke temperaturkompensation.

Den viste VBE er ikke testet, men de viste modstandsværdier skulle kunne justere spændingen fra ca 5V til ca 9V ...det skulle passe nogenlunde da IRFP240/9240 skal have mellem 6V og 8V i bias-spænding for at åbne helt.

Håber ikke der er fejl i VBE’en.....ellers får jeg det nok at vide

Kim

kj2005 skrev: 01 aug 2026, 01:39 Laterale mosfets (2SK135/2SJ50) behøver ikke en VBE-multiplier. De passer på sig selv.... De har en indbygget "bremse" (negativ temperaturkoefficient) ved normale tomgangsstrømme... et fast potentiometer er nok til at indstille dem.... de behøver ikke temperaturkompensation.

Arh de har vel positiv temperaturkoefficient for drain-strømmen ved normale hvilestrømme, hvilket gør dem meget termisk stabile sammenlignet med bipolare transistorer. Pyt, vi ved hvad du mener
Mvh Smoelfen

Smoelfen skrev: 01 aug 2026, 09:27
Arh de har vel positiv temperaturkoefficient for drain-strømmen ved normale hvilestrømme, hvilket gør dem meget termisk stabile sammenlignet med bipolare transistorer. Pyt, vi ved hvad du mener
Mvh Smoelfen

Som jeg har læst teksten , er det der gør dem stabile, en negativ temperaturkoefficient for drain-strømmen "ID" ved normale arbejdstemperaturer.

Er det ikke sådan at positiv koefficient : Højere temperatur medfører => Højere strøm ( gælder for bipolære transistorer)?
Og at negativ koefficient : Højere temperatur medfører => lavere strøm ( gælder for 2SK135 /2SJ50 ..som skaber termisk stabilitet)?
Mvh Kim

Her er et uddrag af 2SK135-databladet. Som jeg tolker det, går der højere strøm ved lavere temperatur (ved samme Vgs og Vds). Man bemærker også, at den er termisk stabil omkring 100mA Id.

Ups, jeg var lidt for hurtig.
Temperaturkoefficienten beskriver hvordan en parameter ændrer sig, når temperaturen ændres.
For transistorer skal man være opmærksom på, hvilken parameter man taler om, da samme transistor kan have både positive og negative temperaturkoefficienter afhængigt af driftspunktet.
BJT (Bipolar Junction Transistor)
For en BJT gælder typisk:
Base-emitter spænding (VBE)
Ved konstant kollektorstrøm falder VBE med stigende temperatur.
Dette benyttes specielt til temperatur måling vha. en BJT. Kan faktisk være særdeles nyttig, meget lineær over et stort temperaturområde.

Komponent Parameter Temperaturkoefficient
BJT VBE Negativ
BJT IC ved fast VBE Positiv
MOSFET VGS(th) Negativ
MOSFET RDS(on) Positiv
JFET gm / IDTypisk negativ

I dit tilfælde, hvor du kigger på drain strømmen ift. pinch-off spændingen har du fuldstændig ret.
Pinch-off / VGS(off) kan have positiv temperaturkoefficient.
Spændingen der skal til for at lukke kanalen helt af, ændrer sig med temperaturen. Afhængigt af JFET-type og proces kan VGS(off) blive mindre negativ ved højere temperatur. En JFET brugt som konstantstrømsdiode (CRD) kan ved små strømme få en svag positiv temperaturkoefficient, mens den ved højere strømme typisk får en negativ temperaturkoefficient. Det er her som CRD jeg har brugt den i mange design.

Mvh Smoelfen

Klarskov skrev: 01 aug 2026, 17:08 Her er et uddrag af 2SK135-databladet. Som jeg tolker det, går der højere strøm ved lavere temperatur (ved samme Vgs og Vds). Man bemærker også, at den er termisk stabil omkring 100mA Id.

Efter en del læsestof omkring de laterale 2SK135 og 2SJ50 er det min forståelse, at Hitachi fets har en negativ temperatur-koefficient ved højere strømme:

Når modstanden stiger og transistorerne bliver varme, øges den indre modstand i "kanalen" ...
Strømmen falder fordi den øgede modstand bremser strømmen (negativ koefficient)....

Modsat bipolære transistorer (BJT) som har positiv koefficient, hvor varme i transistoren giver mere strøm...

Jeg har læst om det kritiske "Zero Tempco" punkt...og det man kan overse er, at denne selvregulering først træder i kraft over et vist strøm niveau:

Under ca 100mA har Hitachi's laterale mosfets faktisk en svag positiv koefficient...

Over ca 100mA skifter koefficienten og bliver negativ...det betegnes (Zero Temperature Coefficient) krydsnings punktet...

Når en lateral Hitachi bliver varm, sker der det i chippen at gate tærskelspændingen falder. Den effekt vil forsøge at øge strømmen....det andet der sker, som modvirker forøgelse af strømmen er, at atomerne i chippen vibrerer mere ved den højere varme, og det er de vibrerende atomer i siliciummet der spærrer for elektronstrømmen (Drain strømmen). Modstanden i "kanalen" (Rds-on) stiger markant (der bliver skruet ned for input) ...det er derfor at strømmen sænkes.

... jeg synes det var en genialitet af Hitachi..

Ved almindelig hjemlig brug er de fleste hifi-forstærkere justeret til en tomgangsstrøm (bias) på ca 100-150mA pr udgangs par, og mange udgangs transistorer ligger derfor i deres mest stabile område.

Det kan i hvert fald forklare, hvorfor de vertikale IRFP 240/9240 transistorer indstillet til ca 70mA på små køletårne ikke "løb afsted med strømmen" selvom de blev temmelig varme....havde vi presset dem, var det ikke sikkert de havde overlevet uden en VBE.

For at afprøve 2SK135/2SJ50 lod vi et par levere 750mA ...de blev meget varme....under den test var jeg glad for at Fischer SK85 køleribberne i den færdige forstærker får termisk kontakt med den 3mm tykke bundplade i kassen.
Vi må se hvordan det går mht. forvrængning, men regner med en tomgangsstrøm på lidt over 100mA.

EDIT

Når man begiver sig ind på emner udenfor sit fagområde, og gerne vil have alle informationer med... her følger en forklaring som jeg har læst kurvediagrammet:

Som tolket øverst: Jeg får det samme over ca 100mA: At der går højere strøm ved lavere temperatur , men kun over krydningspunktet.
Under krydsningpunktet (Zero Tempco) og under 100mA går der lavere strøm ved lavere temperatur og højere strøm ved højere temperatur.....at – 25C kurven ligger øverst over ZT og ligger nederst under ZT.

Man kan også sige, at på vejen op til ZP (ved en stigende Vgs) trækker 2SK135 en anelse flere mA når varmen stiger..der er en svag stigning (positiv koeffeicient)

Der er kun få kommentarer tilbage , nu når ændringerne af Teleprint 811001 diagrammet leverer den ønskede sinus .

I det forrige indlæg vedr. diagrammet over Hitachi's 50Watt forstærker (med ændringer) blev der anvendt IRFP240 0g IRFP9240 som udgangstransistorer.

Det samme var tilfældet med mit første forsøg med Teleprint forstærkeren fra 16 marts 2026, hvor jeg brugte IRFP240/9240 som udgangs transistorer.
Årsagen var at mine vintage Hitachi mosfet udgangs transistorer helst ikke skulle gå op i røg, så derfor testede vi med IRFP'erne.

Ved første forsøg kunne vi ikke få IRFP transistorerne til at åbne...der kunne ikke opnås tilstrækkelig spænding....så et par modstande er ændret på det første diagram.....vist i dette indlæg.

Ønsker man at forsøge sig med Teleprint diagrammet fra marts 2026 og IRFP'erne, er det som de to tidligere diagrammer på egen risiko.

EDIT

Hvis man skal bruge højere spænding for at åbne gates på IRFP240/9240 har jeg forsøgt at finde en tærskel værdi der får IRFP240/9240 til at åbne i viste Teleprint kredsløb?
Ved de oprindelige modstandsværdier til SK135 og 2SJ50 var R3 og R5 3K3 og R7 120R og P2 1K , men det gav kun lige under 4 Volt til at åbne for IRFP transistorerne. IRFP skulle have mellem 6V til 8V for at åbne.

Som det ser ud med R3 og R5 på 5K6 , R7 180R har vi 28,3V som blev udregnet ved at gange den maksimale strøm der løber igennem det andet trin (T1,T5) og P2 på 5K

...Først find strømmen i indgangs trin

Hvor meget strøm løber der i første trin T2,T3? Strømmen bestemmes af den neg. forsyning –45V og R4 47K

I = 45V/47K => 0,957mA som deles 50/50 mellem T2 og T3
I = 0,957ma / 2 => 0,479mA til hver transistor

.. find strømmen i andet trin

Strømmen fra T2 og T3 løber igennem R3 og R5 på 5K6 som giver et spændingsfald, der kontrollerer andet trin T1 og T4:

V kontrollerer = 0,000479A x 5600 Ohm => 2,682V

Andet trin forsynes af R7 180R. For at finde spændingen over R7, må vi trække transistorens spændingsfald fra (ca 0,65V)

Der ligger over R7 = 2,682V – 0,65V = 2,032V

Ohm’s lov regner strømmen ud for hver ”gren” (andet trin) på R7 ... del med 2:

Ia (andet trin) = 2,032V/180 Ohm x ½ => 5,644mA

Slut resultat ...spænding over P2 5K

Hvis P2 er skruet til maksimal modstand på 5000 Ohm løber der 5,644mA igennem P2... som giver:

Volt maks. = 0,005644A x 5000 Ohm = 28,22 V

Da zenerne begrænser ved ca 25,4V når spændingen aldrig helt op til 28V, men det viser, at der er overskud til at åbne begge gates på IRFP transistorerne..er det ikke sådan?

...modstands værdier til IRFP .....ret hvis noget ser skævt ud