Teleprint mosfet forstærker

[kj2005]

Er der en som kender noget til "Teleprint 811001" som er en mosfet forstærker?

...viste forstærker er loddet sammen ca. 1981, som testforsøg på en spånplade. Diagrammet har jeg tegnet op efter forstærkeren på foto'et

Spånplade forstærkeren har stået gemt i skabet siden ca 1996... hvorfra den kommer vides ikke? ..umiddelbart lignede det Hitachi's 1980 standard udlæg med 2SK133/34/35 ~ 2SJ48/49/50...? ..men Teleprint diagrammet så anderledes ud......

Hitachi's udlæg var med PNP differential trin...Teleprint 811001forstærkeren er bygget op omkring et NPN diff. trin

Har det været fra Populær Elektronik?...brugte de ikke betegnelsen "Teleprint" ?

[kj2005]

Er der en som kender noget til "Teleprint 811001" som er en mosfet forstærker?

Har det været fra Populær Elektronik?...brugte de ikke betegnelsen "Teleprint" ?

"Teleprint 811001" er ikke et projekt fra Lyngby , selvom spånplade forstærkeren efter forespørgsel kom fra DTU.... mest sandsynlig er kredsløbet en konstruktion i "Populær Elektronik" magasinet's konstruktionstillæg fra oktober 1981.

...kun "Populær Elektronik's" forside fra oktober 81' har det været muligt at finde. Søgning på biblioteker gav intet resultat....

Er der en som har "Populær Elektronik's" konstruktionstillæg fra oktober 1981 (side 310) , vil jeg sætte stor pris på et "scan" af den artikel...

Edit: En venlig sjæl sender et original diagram over "Teleprint 811001" :-)

[kj2005]

En venlig mand på Jostykit Interessegruppe og "Circuit Design fra Jan Soelberg" har henvist til et link som indeholder alle artikler og annoncer fra Populær Radio magasinet fra starten af udgivelsen.

https://datamuseum.dk/wiki/Bits:Keyword ... ELEKTRONIK

Det lykkedes at finde "Teleprint 811001" som en artikel fra Populær Radio i 1981. Det var en konstruktion som indeholdt tyske data, så artiklen er sandsynligvis en oversættelse fra en tysk konstuktion.

Teleprint forstærkeren lyder bare godt og den har kostet mere læsning hvad angår mosfet forstærkere (og transistor forstærkere som helhed) end jeg havde lyst til, men tiden på skolebænken har også givet bedre forståelse, og det er jo altid godt.....

Efter skuffelsen med "mk4A" måtte der nye projekter til. En tidligere bygget Erno Borbely forstærker ”Servo 100”..... den spillede da OK, men gav ikke fornemmelsen af ”uh den forstærker kommer jeg til at beholde”.

En dansk ”Mitronic PA100” som der blev lavet en kopi af, var bedre....men den simple ”Teleprint 811001” på et temmelig dårligt PCB og ringe komponenter spiller lige op eller bedre end de mosfet forstærkere der står her.

Så opgaven var finde ud af hvorfor Teleprint forstærkeren med et sæt Hitachi 2SJ50/2SK135 havde den rigtige lyd.

”Teleprint 811001” har en indgangsimpedans Zin på: = 100kOhm . 27kOhm/ 100kOhm + 27kOhm = 21,26kOhm
....som passer fint til mine rørforforstærkere med Zout på 1kOhm.

Ved C2 = 47pF i indgangen bliver low-pass knækfrekvensen ..fc= 1/ 2pi x 27.000 x 47 x 10-12 = 125,4kHz ........
...som fjerner radiostøj effektivt....godt der ikke er radio Moskva længere !...men også beskyttelse af fasedrej højere oppe i frekvensområdet.

Den nedre knækfrekvens 1uF for ”Teleprint” er: fc= 1 / 2pi x 21.260 Ohm x 0,000001 F = 7,48Hz.....
...som skulle fjerne lavfrekvent støj fra en ”bulet” vinylplade (LP)

Efter at indgangsimpedans , øvre og nedre knækfrekevns er fastlagt for filteret i forstærkerindgangen er turen kommet til Teleprint’s feedback udregning

Teleprint’s feedback har en nedre knæk frekvens bestemt af R6 820 Ohm og de 47uF som sidder i serie til stel....
f = 1 / (2pi x 820 x 47 x 10-6) = 4,1 Herts ....
Det skulle sikre at der ikke sker for stor faseforskydning fra 20Hz til 20 kHz.
DC-Offset : DC-forstærkningen er 1 da der sidder en kondensator (47uF) i serie med R6. Det medvirker til at forstærkeren er meget stabil over for DC-ændringer på udgangen.

Teleprint 811001 har en AC-gain = (27.000/820) +1 = 33,9 gange (+1 fordi forstærkningen ved DC er 1) ~ ca 30,6dB

C2 (47p) og C4 (22p over T1) er vigtige mod selvsving.
Ved at ændre C3 til 47uF mellem emitterne på T2 og T3 øger man AC-forstærkningen i indgangstrinnet men beholder DC stabiliteten med R4 (47K). C3 skal være af god kvalitet....hvis C3 lækker strøm vil DC-offset aldrig blive stabil

Min idé. Der indsat 470 Ohm fra hver T2 og T3’s emitter til P1’s løber-midtpunkt. Hvis P1 står præcist i midt position vil der på hver halv-side af P1 1K kunne måles : 470 Ohm x 500 Ohm/470 Ohm + 500 Ohm = 242 Ohm....
Årsagen til de 2 x 470 Ohm er en sikkerhed for at forstærkeren’s differentialtrin stadig har forbindelse til –45V hvis potmetret svigter. De to 470 Ohm ødelægger ikke justerings muligheden af de to 2SC2240.

Vender tilbage med resten af DC beregningen som vist på det ændrede kredsløb....strømspejl, ændring af C3 ændring af indgangen til fets med CV9...osv

[Helikon]

Den ser interessant ud. Har du originale Hitachi mosfets eller bruger du nogle andre typer?

Her er en tråd hvor der nævnes erstatninger for 2SK135 og 2SJ50. Erstatningerne er fra Exicon https://www.diyaudio.com/community/thre ... ts.332431/

[Smoelfen]

Hej kj2005.
Ved et meget råt estimat / gæt / antagelse er open‑loop‑forstærkningen nok omkring 2500 gange ( T2 ≈ 50 og T1 ≈ 50 i en ikke helt jordet emitter, og de to FETs kører som source‑followers ).
Når loopen lukkes, fås forstærkningen til:

( 27000 / 820 ) + 1 = 33.9
og dog:
når loppen lukkes fås forstærkningen til:
Open‑loop forstærkning (A₀) = 2500
Modkoblingsfaktoren (β) = 27 000 : 820 => β = 820 / 27 000 = 0.03037

Giver: Rigtig forstærkning = 2500 / ( 1 + 2500 * 0.03037 ) = 32.5

Hvad vil jeg så med det her?
En tese jeg har gået med i mange år, er den gamle observation blandt Hi‑Fi‑folk, at “rørlyd” ofte opleves som mere behagelig, fordi rør – som jeg husker det – har en tendens til at forvrænge mere i de ulige (odd) harmoniske. ( Jer der kan huske dette bedre end jeg, må endelig rette mig, hvis jeg husker forkert. )
Hvis det er tilfældet, er der måske en parallel til FET‑transistorer. FET’er og rør har nemlig på flere måder karakteristika, der minder om hinanden, især i deres blødere overgang til forvrængning og deres kurveform i lavt signalområde.
Noget andet interessant er, at de gamle rørforstærkere typisk ikke havde særlig høj forstærkning i open‑loop. Modkoblingen blev ofte taget ud fra udgangstransformatoren og ført tilbage til indgangen. Jeg husker, at man på nogle af de gamle konstruktioner kunne afbryde modkoblingen, hvorefter forstærkeren spillede lidt højere. Det peger jo på, at open‑loop‑forstærkningen har været ret lav – og dermed også modkoblingen.
Når modkoblingen ikke er særlig stor, slipper flere ulineariteter igennem. Og måske er det netop det, der får rørforstærkere til at lyde “bedre” for nogle. Den type forvrængning, der kommer igennem, er af den slags øret tolker som musikalsk eller behagelig — det man i praksis kalder “den gode forvrængning”.

Hvis tesen holder, kan man jo prøve flere forskellige ting.
Man kan ændre forstærkningen via R6 og R11.
Hvis man vil kende open‑loop‑forstærkningen, kan man forsøge at sætte R6 = 0 og gøre R11 større – dog stadig sådan, at trinnet forbliver DC‑stabilt.
Man kan også måle den lukkede forstærkning og regne baglæns for at finde rå‑forstærkningen.
Jeg tror måske, at årsagen til at den lyder bedre, er:

• lav open‑loop‑forstærkning

• som giver mindre modkobling

• hvilket igen lader mere af den “gode” forvrængning slippe igennem

Lyder det her helt skørt???

Bemærk, at mange andre “standard” forstærkere kører med en open‑loop‑forstærkning helt op omkring 100.000, fordi man derved opnår en ekstremt god koblingsfaktor mod belastningen/højttalerne, og lavere forvrængning.

Mvh Smoelfen

[kj2005]

Den ser interessant ud. Har du originale Hitachi mosfets eller bruger du nogle andre typer?

Her er en tråd hvor der nævnes erstatninger for 2SK135 og 2SJ50. Erstatningerne er fra Exicon https://www.diyaudio.com/community/thre ... ts.332431/

Ja, der ligger flere par 2SJ50/2SK135 som blev indkøbt for 30 år siden. Dengang ...Borbely's "Servo 100" brugte jeg BUZ900/BUZ905 , men lyden nåede aldrig på niveau med "PA100".....de oplyste at BUZ'erne var identiske med Hitachi's....det er jeg ikke helt sikker på.....

[kj2005]

Hej kj2005.
Ved et meget råt estimat / gæt / antagelse er open‑loop‑forstærkningen nok omkring 2500 gange ( T2 ≈ 50 og T1 ≈ 50 i en ikke helt jordet emitter, og de to FETs kører som source‑followers ).
Når loopen lukkes, fås forstærkningen til:

( 27000 / 820 ) + 1 = 33.9
og dog:
når loppen lukkes fås forstærkningen til:
Open‑loop forstærkning (A₀) = 2500
Modkoblingsfaktoren (β) = 27 000 : 820 => β = 820 / 27 000 = 0.03037

Giver: Rigtig forstærkning = 2500 / ( 1 + 2500 * 0.03037 ) = 32.5

Hvad vil jeg så med det her?
En tese jeg har gået med i mange år, er den gamle observation blandt Hi‑Fi‑folk, ...

• lav open‑loop‑forstærkning

• som giver mindre modkobling

• hvilket igen lader mere af den “gode” forvrængning slippe igennem

Lyder det her helt skørt???

Bemærk, at mange andre “standard” forstærkere kører med en open‑loop‑forstærkning helt op omkring 100.000, fordi man derved opnår en ekstremt god koblingsfaktor mod belastningen/højttalerne, og lavere forvrængning.

Mvh Smoelfen

Det med en "tese" og et "estimat" passer ikke så godt til en "firkantet" måde at vurdere et forstærker kredsløb som "Teleprint 811001" på.

Hvis man vurderer kredsløbet på min måde, er det nødvendigt at finde DC-punkterne , eller polerne om du vil...at finde den bedste præstation for kredsløbet..... derefter at bygge forstærkeren (der skal nok dukke problemer op), og endelig at måle på forstærkeren. Det sidste afgørende bliver at lytte til forstærkeren.

Som jeg har læst mig til , opfattes differential trinnet (T2/T3) som et LTP (long tailed Pair) der belastes med et strømspejl som dannes af det andet differentialtrin (T1/T4)......kredsløbet minder om en rørforstærker.....

Det er ikke en jordet emitter , men en differentiel kredsløbsfigur hvor emitterne er forbundet og ”svæver”på en fælles strømkilde, her i Teleprint forstærkeren ved R4 som går til –45V.

.... det er svært at beregne open loop gain i et kredsløb med mange variabler ....vi kender ikke de præcise transistordata...ved Teleprint’s komponent værdier og symmetriske VAS-trin kan det være omkring 80dB ved lave frekvenser...
Her trak jeg i en sikkerhedsline... 2500 gange OLG (68db) er lavt for kredsløb af denne type. I virkeligheden ”ser” VAS-trinnet (T1/T5) ind i gaten på de to Hitachi mosfet’s som har næsten uendelig DC-impedans. Fjerner man modkoblingen ( = open loop) er den eneste belastning transistorens (mosfetten’s) egen udgangsimpedans og miller-kondensator C4 ....derfor ligger den reelle open loop gain ved lave frekvenser (DC/bas) nok nærmere 5000-10000 ganges forstærkning (74-80dB)

Ved lav OLG laver man et forstærker trin som er lineært i sig selv, hvor man kun bruger mindre feedback. Det giver ofte en hurtig og stabil forstærker, hvor der måles lidt højere forvrængning.
Ved høj OLG øger man forstærkningen op til +100.000 (100dB) og bruger så stor feedback som muligt for at ”mase” forvrængningen ned i ”støjgræsset”. ...i dette tilfælde vil der helt sikkert blive brug for at kompensere for højere frekvenser.... for at undgå at forstærkeren oscillerer....

” Teleprint” forstærkerens komponentværdier 270 Ohm R7 og 27K/820 Ohm R11 /R6 læner kredsløbet sig op ad den lave open loop gain med en moderat stor feedback på ca 40-50dB til rådighed. ..... det ser ok ud for 2SK135/2SJ50 som klarer sig uden ”hjælp” som bipolare transistorer i højere grad har brug for....med 1,67mA pr transistor i VAS-trinnet og de 270 Ohm skulle det være tæt på forstærkerens ”sweet spot”.....

På diagrammet vil det være godt at der løber 3.33mA gennem R7 og at spændingen målt over R7 ligger over 0,7V så VAS trinnet kan give ønsket højt sving....vi går efter 0,9V for god linearitet...

.............

[Smoelfen]

Hej kj2005.
Ved et meget råt estimat / gæt / antagelse er open‑loop‑forstærkningen nok omkring 2500 gange ( T2 ≈ 50 og T1 ≈ 50 i en ikke helt jordet emitter, og de to FETs kører som source‑followers ).
Når loopen lukkes, fås forstærkningen til:

( 27000 / 820 ) + 1 = 33.9
og dog:
når loppen lukkes fås forstærkningen til:
Open‑loop forstærkning (A₀) = 2500
Modkoblingsfaktoren (β) = 27 000 : 820 => β = 820 / 27 000 = 0.03037

Giver: Rigtig forstærkning = 2500 / ( 1 + 2500 * 0.03037 ) = 32.5

Hvad vil jeg så med det her?
En tese jeg har gået med i mange år, er den gamle observation blandt Hi‑Fi‑folk, ...

• lav open‑loop‑forstærkning

• som giver mindre modkobling

• hvilket igen lader mere af den “gode” forvrængning slippe igennem

Lyder det her helt skørt???

Bemærk, at mange andre “standard” forstærkere kører med en open‑loop‑forstærkning helt op omkring 100.000, fordi man derved opnår en ekstremt god koblingsfaktor mod belastningen/højttalerne, og lavere forvrængning.

Mvh Smoelfen

Det med en "tese" og et "estimat" passer ikke så godt til en "firkantet" måde at vurdere et forstærker kredsløb som "Teleprint 811001" på.
Jeg er helt enig, men du skriver, at forstærkeren lyder godt – og der er jo egentlig ikke noget sofistikeret over denne konstruktion. Så hvorfor lyder den så godt?
Det er her, min tese MÅSKE kommer ind.
Ja, jeg ser helt bort fra den firkantede måde at analysere trinnet på. Pointen er, at noget andet end teknisk perfektion kan være på spil, siden den simple konstruktion alligevel opleves som musikalsk tilfredsstillende.
Hvis man vurderer kredsløbet på min måde, er det nødvendigt at finde DC-punkterne , eller polerne om du vil...at finde den bedste præstation for kredsløbet..... derefter at bygge forstærkeren (der skal nok dukke problemer op), og endelig at måle på forstærkeren. Det sidste afgørende bliver at lytte til forstærkeren.
Så sandt, så sandt. Når man først får fundet polerne for trinnet, bliver det også langt nemmere at løse eventuelle stabilitetsproblemer. Og jeg kan godt fortælle dig, at det er vigtigt, når man – som jeg – sidder og designer differentialtrin i 9 GHz‑området, der skal fodre en balanceret blander. :-))

Som jeg har læst mig til , opfattes differential trinnet (T2/T3) som et LTP (long tailed Pair) der belastes med et strømspejl som dannes af det andet differentialtrin (T1/T4)......kredsløbet minder om en rørforstærker.....
Rigtigt.

Det er ikke en jordet emitter , men en differentiel kredsløbsfigur hvor emitterne er forbundet og ”svæver”på en fælles strømkilde, her i Teleprint forstærkeren ved R4 som går til –45V.
Rigtigt — men som jeg skrev, var det også kun et estimat / gæt / antagelse, og sandsynligvis et dårligt et af slagsen.

.... det er svært at beregne open loop gain i et kredsløb med mange variabler ....vi kender ikke de præcise transistordata...ved Teleprint’s komponent værdier og symmetriske VAS-trin kan det være omkring 80dB ved lave frekvenser...
Måske en anden livline, smid det ind i f.eks. SPICE og lad simuleringen gøre arbejdet.

Her trak jeg i en sikkerhedsline... 2500 gange OLG (68db) er lavt for kredsløb af denne type. I virkeligheden ”ser” VAS-trinnet (T1/T5) ind i gaten på de to Hitachi mosfet’s som har næsten uendelig DC-impedans. Fjerner man modkoblingen ( = open loop) er den eneste belastning transistorens (mosfetten’s) egen udgangsimpedans og miller-kondensator C4 ....derfor ligger den reelle open loop gain ved lave frekvenser (DC/bas) nok nærmere 5000-10000 ganges forstærkning (74-80dB)
Det kunne være sejt, hvis du kunne få en model, der viser poler, open‑loop‑gain osv. Håber ikke, du ender med at skulle ud i noget lag‑lead‑kompensering

Ved lav OLG laver man et forstærker trin som er lineært i sig selv, hvor man kun bruger mindre feedback. Det giver ofte en hurtig og stabil forstærker, hvor der måles lidt højere forvrængning.
Ved høj OLG øger man forstærkningen op til +100.000 (100dB) og bruger så stor feedback som muligt for at ”mase” forvrængningen ned i ”støjgræsset”. ...i dette tilfælde vil der helt sikkert blive brug for at kompensere for højere frekvenser.... for at undgå at forstærkeren oscillerer....
Igen – en model kan fortælle rigtig meget om stabiliteten.

” Teleprint” forstærkerens komponentværdier 270 Ohm R7 og 27K/820 Ohm R11 /R6 læner kredsløbet sig op ad den lave open loop gain med en moderat stor feedback på ca 40-50dB til rådighed. ..... det ser ok ud for 2SK135/2SJ50 som klarer sig uden ”hjælp” som bipolare transistorer i højere grad har brug for....med 1,67mA pr transistor i VAS-trinnet og de 270 Ohm skulle det være tæt på forstærkerens ”sweet spot”.....
Rigtigt, det er tæt på.

På diagrammet vil det være godt at der løber 3.33mA gennem R7 og at spændingen målt over R7 ligger over 0,7V så VAS trinnet kan give ønsket højt sving....vi går efter 0,9V for god linearitet...
Bootstrapping var meget populært engang, men hvis man skulle finde på at bruge det her, ville det nærmest være en form for vandalisme på trinnet.

.............
Som sagt var indslaget et forsøg på måske at give en forklaring på, hvorfor netop dette trin lyder godt — uden at putte firkantet matematik på.

Mvh Smoelfen

[Klarskov]

Smoelfen skriver:
" “rørlyd” ofte opleves som mere behagelig, fordi rør – som jeg husker det – har en tendens til at forvrænge mere i de ulige (odd) harmoniske. "

Som jeg husker det, er det både rigtigt og forkert - på denne måde: En rør push-pull forstærker vil hovedsagelig give mere ulige harmoniske (3.,5.,7. etc), fordi push-pul koblingen udfaser de lige harmoniske (2.,4.,6. osv). Endvidere har pentoder (f.eks. EL84, EL34) en tendens til at producere flere ulige harmoniske (ligesom transistorer), mens trioder overvejende producerer lige harmoniske - lidt ligesom MOS-Fets.

En single-endedtriode forstærker vil således i princippet give overvejende lige harmoniske.

Oversætter vi dette til musik-gengivelse, så vil lige harmoniske nok opfattes som mere "musikalske" eller "behagelige", fordi de toner, instrumentet spiller, jo overvejende består af grundtonen plus multiplum af denne (en 440 Hz tone spillet på en violin vil producere 440Hz + 880Hz + 1760 Hz osv) - ofte vil overtonerne være kraftigere end grundtonen alt afhængig af, hvordan musikeren spiller. Dertil kommer så også en hel del ulige harmoniske, som (vist nok) hovedsagelig stammer fra interaktionen af buen og strengen eller for en træblæser embrocuren + bladet plus resonanser i instrumentet (birnen i en klarinet, "kassen" på et strygeinstrument f.eks.)

Et helt andet aspekt har at gøre med forstærkerens opførsel, når den når "klippegrænsen". En transistorforstærker spiller næsten altid med meget lav forvrængning og nogenlunde samme forvrængningsspektrum op til klippegrænsen. Overskrides klippegrænsen (det maksimale spændingssving) kommer forvrængningen lige på stedet, fordi signalet skifter fra at være en blød sinustone i toppen til at være noget, der minder om en firkant og en firkant indeholder et hav af ulige harmoniske. Selv en meget kortvarig klipning kan høres helt akut. Rørene "klipper" meget blødere - i.e. forvrængningsspektret forbliver nogenlunde intakt til et stykke over "klippegrænsen", så ved bulder og brag i musikken vil "klipningen" ikke høres så tydeligt. MOS-fets klipper også lidt blødere end bipolare - men langt fra så blødt som rør.

Jeg håber det er rigtigt - ellers må nogen rette mig.

Vh
Hans Jørgen

[Smoelfen]

Smoelfen skriver:
" “rørlyd” ofte opleves som mere behagelig, fordi rør – som jeg husker det – har en tendens til at forvrænge mere i de ulige (odd) harmoniske. "

Som jeg husker det, er det både rigtigt og forkert - på denne måde: En rør push-pull forstærker vil hovedsagelig give mere ulige harmoniske (3.,5.,7. etc), fordi push-pul koblingen udfaser de lige harmoniske (2.,4.,6. osv). Endvidere har pentoder (f.eks. EL84, EL34) en tendens til at producere flere ulige harmoniske (ligesom transistorer), mens trioder overvejende producerer lige harmoniske - lidt ligesom MOS-Fets.

En single-endedtriode forstærker vil således i princippet give overvejende lige harmoniske.

Oversætter vi dette til musik-gengivelse, så vil lige harmoniske nok opfattes som mere "musikalske" eller "behagelige", fordi de toner, instrumentet spiller, jo overvejende består af grundtonen plus multiplum af denne (en 440 Hz tone spillet på en violin vil producere 440Hz + 880Hz + 1760 Hz osv) - ofte vil overtonerne være kraftigere end grundtonen alt afhængig af, hvordan musikeren spiller. Dertil kommer så også en hel del ulige harmoniske, som (vist nok) hovedsagelig stammer fra interaktionen af buen og strengen eller for en træblæser embrocuren + bladet plus resonanser i instrumentet (birnen i en klarinet, "kassen" på et strygeinstrument f.eks.)

Et helt andet aspekt har at gøre med forstærkerens opførsel, når den når "klippegrænsen". En transistorforstærker spiller næsten altid med meget lav forvrængning og nogenlunde samme forvrængningsspektrum op til klippegrænsen. Overskrides klippegrænsen (det maksimale spændingssving) kommer forvrængningen lige på stedet, fordi signalet skifter fra at være en blød sinustone i toppen til at være noget, der minder om en firkant og en firkant indeholder et hav af ulige harmoniske. Selv en meget kortvarig klipning kan høres helt akut. Rørene "klipper" meget blødere - i.e. forvrængningsspektret forbliver nogenlunde intakt til et stykke over "klippegrænsen", så ved bulder og brag i musikken vil "klipningen" ikke høres så tydeligt. MOS-fets klipper også lidt blødere end bipolare - men langt fra så blødt som rør.

Jeg håber det er rigtigt - ellers må nogen rette mig.

Vh
Hans Jørgen

Det var netop noget af dette, jeg forsøgte at beskrive ovenfor — og om det måske kunne give en forklaring på den gode lyd fra denne forstærker.
Tak, Hans Jørgen, for at hjælpe med at opklare lidt i en gammel mands hukommelse :-)
Jeg husker også én, der engang sagde, at kombinationen af transformatorer og rør skulle give bedre lyd …
Som skrevet et andet sted byggede jeg en del rørforstærkere i det forrige århundrede, men det er lagt på hylden nu.

Mvh Smoelfen

[kj2005]

.............
Som sagt var indslaget et forsøg på måske at give en forklaring på, hvorfor netop dette trin lyder godt — uden at putte firkantet matematik på.

Mvh Smoelfen

Hej Smoelfen

Se hen over de ord jeg skrev om "Teleprint 811001" forstærkeren.....mit skriveri om forstærkeren er forbundet med, at jeg har fået en fornemmelse af hvordan den fungerer.
Mit held er at en tidl. underviser i elektronik har valgt at spilde sin tid på mig...

Mvh Kim

[kj2005]

Hitachi 1980 udlæg med 2SA970 PNP differentialtrin , KSA1381 /KSC3503 126 hus og IRFP9240/IRFP240 TO-247 hus

Som forsøg blev Hitachi forstærkeren lavet på et sømbræt....diagrammet uden 220p mellem Q3 / Q5 kollektor..... inkl. mulighed for at justere DC-offset med P2/100K og R17 går til –35V....plus ændring af 1N4148 som blev erstattet med Q8 ....

Forstærkeren kørt langsomt op til +-35V.....viste i tomgang ingen tegn på ustabilitet med en 8 Ohm load ... der bliver testet mere på Hitachi’s udlæg....der er ikke meget vintage over 1381/3503 eller 9240/240.... men der er ”hul” igennem.......

N-Channel: IRFP240 (200V, 20A, 150W)
P-Channel: IRFP9240 (200V, 12A, 150W)

PNP Epitaxial Silicon Transistor
KSA1381 / KSC3503
High Voltage: VCEO = −300 V/+300 V
High Frequency: 150 MHz

[JGreen]

Kan du kører den uden temperatur kompensering??
og lige hvor meget skal de mos fet have i tomgangs strøm??(K135/J50 køre med ca 100ma)

[Helikon]

Kan du kører den uden temperatur kompensering??
og lige hvor meget skal de mos fet have i tomgangs strøm??(K135/J50 køre med ca 100ma)

Jeg så der stod "100 mA for et sæt Hitachi" på et af diagrammerne Kim har tegnet.

[JGreen]

Det er rigtig med 2sk135/2sj50 de skal have ca. 100ma
Men det var med dem her
N-Channel: IRFP240 (200V, 20A, 150W)
P-Channel: IRFP9240 (200V, 12A, 150W)
jeg spurte ind til for det er jo dem KJ2005 bruger i den.